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摘要：当输入电压或者负载范围较宽时，若采用PFM控制方式，较大的频率调节范围将会不可避免的降低变换器效率。针对储能系统中低电压等级宽输入范围的应用场合，将传统谐振变换器的谐振网络置于高压输出侧，把倍压电容替换为谐振电容，构成倍压谐振整流结构。通过改变副边双向开关管占空比大小或者原边全桥开关网络的有效功率传输占空比来调节变换器的输出增益。在充分利用谐振变换器优势的同时避免了宽频率调节范围的缺点，提高了整机效率。
关键词：蓄电池；放电维护；直流变换器
1具有升压环节的高增益隔离型谐振变换器
由于储能系统输出具有电压等级低变化范围宽的特点，所以需要采用一种高升压比并具有宽输入范围能力的DC/DC变换器。经大量查阅文献对比多种隔离型变换器之后，决定采用如下新型的前级DC/DC变换器以实现隔离升压功能。Vin为蓄电池的放电电压；S1-S4为一次侧两桥臂的四个MOSFET；VD1-VD4为S1-S4的体二极管；Coss1-Coss4为MOSFET的等效电容；Lm为一次侧变压器励磁电感；LR为串联谐振电感，此处为变压器漏感与外加电感之和；1:n为变压器初、次级匝数变比；S5、S6为二次侧的两个MOSFET，这里组成背靠背双向开关管；D1、D2为输出整流二极管；Cr1、Cr2为倍压谐振电容；Co为输出滤波电容；Cr1和Cr2在电容值上相等，在本文后续部分描述中记为Cr；RL为等效的负载电阻；Vo为输出电压。该变换器采用定频工作方式，利用在谐振型变换器工作在谐振频率点的诸多优势进一步提高变换器的工作效率，变换器在工作时频率固定在谐振腔谐振频率点，其值为：
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由于变换器自身具有固定值的多倍电压增益，其值为升压变压器的变比乘以副边二倍压整流环节的二倍电压增益。假定变换器的输出电压是固定的，当输入电压较低时，变换器可由二次侧的升压环节来提供更高的电压增益，此时变换器工作在副边占空比调节模式，在一个周期开始时副边双向开关管同时导通，给副边的谐振电感线性充电存储能量，双向开关管关断后能量传递到负载。当输入电压较高时，需要变换器能够降低电压增益，这时变换器工作在原边移相或占空比调节模式，减小能量由一次侧传递到二次侧的时间，达到降低变换器电压增益的目的。变换器的等效电压增益定义如下：
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其中Vin为变换器输入电压，Vo为变换器输出电压，n为变压器副原边匝比，当等效电压增益Ge大于1时表明变换器工作在升压模式，副边双向开关管采用占空比调节模式。当等效电压增益Ge小于1时，表明变换器工作在降压模式，原边开关管工作在移相模式或者不对称控制模式。
2谐振元件分列变压器两侧的隔离型变换器
根据储能系统输出具有电压等级低变化范围宽的特点，需要采用一种高升压比并具有宽范围输入能力的DC/DC变换器。在上一章节所研究变换器的基础上，分析结合其他文献中隔离型变换器拓扑的特点与优势，提出一种新型DC/DC变换器以实现隔离升压功能。Vin为低压直流母线电压；S1-S4为一次侧两桥臂的四个MOSFET；VD1-VD4为S1-S4的体二极管；Coss1-Coss4为一次侧MOSFET的等效寄生电容；Lm为一次侧变压器励磁电感；LR为串联谐振电感，此处为变压器漏感与外加电感之和；Cr为串联谐振电容；n:1为变压器初、次级匝数变比；S5、S6为二次侧的两个MOSFET，组成背靠背双向开关管；D1、D2为输出整流二极管；Co1、Co2为倍压整流电容；Co为输出滤波电容；Co1和Co2在电容值上相等；RL为等效的负载电阻；Vo为输出电压。该变换器可通过PFM和PWM相结合的控制方式共同调节变换器的输出增益。传统串联LC谐振变换器，谐振网络的最大增益为1，且为了保证电路工作的安全性，一般工作频率需大于谐振频率。这里提出的新型谐振变换器可通过开关频率的调节使谐振网络的增益大于1，结合副边倍压整流结构以及嵌入的升压环节，在设定的工况范围内可进一步减小变压器匝比，减小副边双向开关管的导通时间，有利于整机效率的提升。经等效化简后可求得该拓扑结构的谐振频率点记为fr，其表达式如下：
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其中n为变压器原副边匝比，具体推导过程在后续小节进行详细分析。
3谐振变换器硬件与软件设计
3.1控制电路与辅助电路设计
TMS320F28035芯片为TI公司生产的一款优秀的数字控制芯片，DSP28035作为专门的微处理器，主要用于计算，优势是软件的灵活性。DSP通过汇编或高级语言（如C语言）进行编程，实时实现方案。因此，采用DSP控制的优势在于：软件更新速度快，极大地提高了系统的可靠性、通用性、可更换性和灵活性。此外，芯片内部高度集成电压调整器，因此可实现单电源供电。内部集成高速晶振，运行速度可达60MHz。足够一般开关电源的逻辑运算，采样速率与精度需求，适合于一般采样速率下多条件进程、特别是复杂的多算法任务。是一款高性价比的数字控制芯片。由于常见功率MOSFET的驱动电压等级为10V左右，但DSP芯片仅能输出幅值为3.3V的电平信号，不足以驱动功率MOS管使其正常工作。所以需要在控制芯片和驱动芯片之间加入3.3V-5V的电平转换电路。
3.2谐振变换器的软件设计
实验中选用TMS320F28035实现逆变器系统的数字控制，主要使用到ePWM模块、A/D转换模块部分。其中，ePWM用于产生六路可控的PWM信号，从而控制原边全桥开关网络以及副边双向背靠背开关管。A/D转换模块将采样的模拟信号转换成数字信号，用于实现数字运算，为变换器的稳定工作提供保证。
3.2.1主程序设计。本实验中的实验程序主要由主程序和中断服务子程序两部分构成。程序开始后，首先禁止所有模块的中断，之后初始化DSP各个功能模块。当电路通电后可能会出现驱动波形不正常的现象。本实验采取的措施为使能中断后，将六路PWM驱动信号进行封锁，同时将标志位Flag置零。在设计控制电路板时，将GPIO21端口连接一个机械按钮，按下去时将该引脚电平拉地。即当DSP检测到为高电平时（开关弹起），封锁PWM模块，禁止发出脉冲信号，当检测到该引脚为低电平时（开关按下），解除脉冲信号的封锁，执行下一步程序，当AD中断信号到来时，即标志位置1之后进入AD中断程序。进行电压采样、保护判断、PI运算等功能。
3.2.2中断服务子程序设计。中断系统是DSP芯片中的一项重要功能，中断服务子程序也与普通的子程序有着很大差别。中断是由电路硬件或软件驱动的信号，使DSP正在运行的程序暂时挂起，去执行另一个称为中断服务子程序（ISR）的任务，当DSP同时收到多个硬件中断请求时，CPU会按照预先定义的优先级对它们做出响应和处理，它是由中断信号发生后自动执行的，不需要主程序调用，而普通的子程序要主函数调用才可以执行。本实验采用ePWM模块进行中断触发ADC采样，每周期触发一次，当ADC采样完成之后，DSP再执行数值转换，PI运算等等，具有控制的实时性，其次读取储存在采样结果寄存器中的数值，若检测到其值大于预设值，出现过电压或者过负载的情况发生时，立即触发TZ事件，封锁六路PWM逻辑电平输出，保护主电路的功率器件不受损害。若没有出现过压过载情况，则进入电压环的PI运算。PI运算结果同数字型三角载波进行比较得到目标电压目标功率情况下的占空比。最后清除中断标志位，为下一次中断做准备。通过这种方式实现变换器的自动调节。
4结束语
本文首先基于一种高增益升压隔离型谐振DC/DC变换器进行分析研究，通过副边的谐振元件与双向开关管构成的升压环节进一步提高了变换器的宽范围适应能力。针对拓扑中的谐振网络，改进并提出了一种谐振元件分列变压器两侧的变换器拓扑结构，在保留副边升压环节的基础上可通过降低工作频率进一步提高变换器输出增益，并且工作在谐振频率点时变换器也能够提供大于1的输出增益。
参考文献
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